電池測試、電化學阻抗譜和半導體測試等測試和測量應用需要準確的電流和電壓輸出直流電源。在環(huán)境溫度變化為±5°C時，設備的電流和電壓控制精度需要優(yōu)于滿量程的±0.02%。精度在很大程度上取決于電流感應電阻器和放大器的溫漂。
輸出驅動器
圖1是一個電源方框圖，包括輸出驅動器、電流和電壓感應電路、控制環(huán)路、模數(shù)轉換器（ADC）和數(shù)模轉換器（DAC）。輸出驅動器的選擇取決于輸出精度、噪聲和功率級。
線性電源可用作低功耗（《5W）或低噪聲應用的輸出驅動器。功率運算放大器 （op amp） 具有集成式熱保護和過流保護功能，適合低功耗應用。
圖1：直流電源的典型方框圖
然而，由于會有功率損耗，使用輸出功率更高的線性輸出驅動器具有挑戰(zhàn)性，所以需要使用同步降壓轉換器實現(xiàn)更高的輸出功率，在輸出端使用大濾波器，可實現(xiàn)0.01%的滿量程精度。
例如，使用降壓轉換器，在5V輸出范圍可實現(xiàn)500μV的精度。還需要確認，轉換器中沒有在輕負載時增大輸出紋波的脈沖跳躍和二極管仿真模式。C2000? 實時微控制器 （MCU） 非常適合精密同步降壓轉換器電源，因為可以在軟件中禁用不想要的功能。
電流和電壓感應
高精度電流分流電阻器和低漂移儀表放大器可以測量輸出電流。儀表放大器的輸入失調電壓誤差和增益誤差不是問題，因為在系統(tǒng)校準時會考慮到這兩個誤差。
但儀表放大器的失調電壓和增益漂移、輸出噪聲以及增益非線性難以校準，在選擇電流感應放大器時應該考慮這些誤差。
公式1計算電流感應放大器的總體未調誤差，如表1中所示。共模抑制比的誤差相對較小，所以可以忽略它。
直流電源
在表中列出的放大器中，INA188 的誤差最小。誤差計算使用±5°C溫度變化，分別為1A和25A輸出選擇100mΩ和1mΩ電流電阻器。
表1：電流感應放大器的總體未調誤差
可以使用差分放大器或儀表放大器非常準確地監(jiān)測負載電壓。放大器感應兩個負載的輸出電壓和接地，消除因電纜中的任何壓降而產(chǎn)生的誤差。
系統(tǒng)校準會調整放大器的失調電壓和增益誤差，只留下輸入溫漂。可以將溫漂除以滿量程電壓，以百萬分率為單位計算漂移。
例如，對于 2.5V 滿量程和 1μV/°C 溫漂，漂移將為 0.4ppm/°C。如果需要較低的輸出電壓漂移，則可以選擇零漂移運算放大器（例如 OPA188），其最大輸入溫漂為 85nV/°C。但是，具有 1μV/°C 溫漂的精密運算放大器足以滿足大部分應用的需求。
此ADC
在系統(tǒng)校準時調整ADC失調電壓和增益誤差。ADC的漂移和非線性引起的誤差難以校準。表2將溫度變化為±5°C時三個不同高精度Δ-Σ ADC的誤差進行了對比。
在表中所列的ADC中，ADS131M02的誤差最小。誤差計算不包括ADC的輸出噪聲和電壓基準誤差。
表2： ADC的總體未調誤差
可以通過增大ADC的過采樣率，顯著減小由噪聲引起的誤差。低噪聲 （《0.23ppmp-p） 和低溫漂電壓基準 （《2ppm/°C）（例如 REF70）足以滿足直流電源應用的需求。
在運行的0至1，000小時內(nèi)，該器件僅有28ppm的長期漂移。在接下來1，000小時運行中，后續(xù)漂移顯著低于28ppm。
控制環(huán)路
圖2展示了電源的模擬控制環(huán)路。即使不需要恒流輸出，保留恒流環(huán)路也將有助于短路保護。恒流環(huán)路會通過降低輸出電壓來限制輸出電流，并且電流限制可通過IREF設置進行編程。
在恒流和恒壓環(huán)路之間使用二極管有助于實現(xiàn)恒壓至恒流轉換，反之亦然。多路復用器友好型運算放大器適合恒流和恒壓環(huán)路，避免在開環(huán)運行時放大器輸入之間發(fā)生短路。
當任何控制環(huán)路處于開環(huán)狀態(tài)時，運算放大器可能會在其輸入引腳處產(chǎn)生大于0.7V的差分電壓。非多路復用器友好型運算放大器在輸入引腳有反向并聯(lián)二極管，不允許差分電壓超過二極管壓降。
因此，非多路復用器友好型運算放大器會增大放大器的偏置電流，可能在該電流與源阻抗相互作用時導致器件自發(fā)熱和降低系統(tǒng)精度。
圖2：恒流和恒壓環(huán)路原理圖
還可以在C2000實時MCU內(nèi)的數(shù)字域中實施控制環(huán)路。C2000實時MCU的高分辨率脈寬調制器、精密ADC和其他模擬外設可幫助減少元件和物料清單總數(shù)。C2000實時MCU產(chǎn)品系列包括16位和12位ADC選項。
結語
在為測試和測量應用設計直流電源時，應考慮溫漂和噪聲規(guī)格。如果選擇低漂移放大器和ADC產(chǎn)品，可以實現(xiàn)低于0.01%的精度。
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